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28 DESIGN&ELEKTRONIK 07 2020 2 0 mm 2 1 mm D3HV D2HV D1HV HV2 HV1 Cres LV1 LV2 Control Control nal zu Qout Bild 2 ist für jede Phase konstant und hängt nur von den Werten von Cres und Vin ab Somit skaliert die Ausgangsleistung mit der Schaltfrequenz fsw und analog dazu die Verluste des Wandlers Während die maximale Ausgangsleistung bei einer Schaltfrequenz von etwa 1 MHz liegt bleibt der Wirkungsgrad des Wandlers bis in den Niederlastbereich hoch wo fsw etwa 10 kHz erreicht Cres definiert auch die in jeder Phase an Lres übertragene Energie sodass der erforderliche Induktivitätswert anhand des maximal zulässigen Spitzenstroms ermittelt werden kann Je kleiner Cres desto kleiner auch Lres 20 pF bzw 10 µH Die Hochspannungsbauelemente HV1 HV2 D1HV und D2HV benötigen nur wenig Chipfläche da ihr Durchlasswiderstand in der Größenordnung von 10 Ω liegen kann ■ Ansteuerung der Transistoren Die Gate-Treiber für die Leistungstransistoren sind als kaskadierte Inverterstufen ausgeführt Durch das spannungsfreie und stromlose Schalten ZVS ZCS können die Treiber für LV1 und LV2 für ein langsames Schalten ausgelegt werden Demgegenüber müssen die Treiber von HV1 und HV2 ein schnelles Einschalten garantieren um die Hochspannungstransistoren stromlos einschalten zu können dürfen beim Ausschalten aber langsam sein ohne das stromlose Schalten zu beeinflussen Der Hochspannungs-Pegelumsetzer Bild 3 oben basiert auf einer kapazitiven Implementierung nach 8 um die stationären Verluste zu reduzieren Die Kombination aus hochohmigem passivem Pullup und niederohmigem aktivem Pullup reduziert dabei den Kapazitätswert und somit die kapazitiven Verluste der Koppelkondensatoren CS und CR Während der Signalübertragung wird der aktive Pullup deaktiviert was zu kleinen Kapazitätswerten für die Kondensatoren CS und CR je 50 fF führt Während der Gleichtakttransienten die durch das Einschalten von HV1 oder HV2 verursacht werden wird der aktive Pullup zugeschaltet und nach einer konstanten Verzögerung wieder deaktiviert Er lädt die Knoten HSSet und HSReset um den Pegelumsetzer für die nächste Signalübertragung vorzubereiten Aufgrund der gemessenen Anstiegsraten von bis zu 20 Vns kommt eine Schaltung zur Unterdrückung der Gleichtaktstörungen zum Einsatz um die Gleichtakt-Störfestigkeit CommonMode-Transient-Immunity CMTI zu verbessern Pullupund Pulldown-Dioden schützen vor Unterund Überspannungen und führen die auf den Koppelkapazitäten gespeicherte Ladung während der fallenden Flanke der Source-Potentiale VS der High-Side-Versorgungsspannung zu Eine Bootstrap-Schaltung mit einem Shunt-Regler Bild 3 unten rechts versorgt die High-Side in Bezug auf die unterschiedlichen Source-Potenziale VS Die Diode DUVP schützt dabei vor transienten Unterspannungen Das Einschalten der High-Side-Bauelemente bewirkt ein Nachladen von CBST und verursacht während der Transienten somit Rückwärtserholverluste Reverse Recovery Losses in DBST Um dieStromversorgung Integrierter Resonanzwandler 5V Bootstrap fsw Bootstrap on o 0V 15V DBST DUVP VDD Control S R FF CBST Shunt regulator MR HV Capacitive Level Shifter VS HV1 HV2 LV1 LV2 -10V 325V S R FF Highresistive passive & lowresistive active pull up Faultsignal blanking for CMTI Over voltage protection & charge recycling Reverserecovery loss reduction CS CR HV capacitors VS HV1 HV2 LV1 LV2 Res -10V 325V VBST Under voltage protection Gate driver input Set Reset HV2 Reset LV2 Set LV1 Set HV1 Reset HV1 Reset LV1 Set LV2 Set HV2 HSReset HSSet VBST Bild 3 Kapazitiver Hochspannungs-Pegelumsetzer sowie Steuerund Bootstrap-Schaltung Bild 4 Foto des CMOS-SOI-Chips der mit 0 18 µm Strukturbreite bei X-Fab gefertigt worden ist www designelektronik de